多图深度解析碳化硅SIC与硅SI相比，有哪些优势及其电气化交通应用潜力，半导体器件及 ...

SiC MOSFET（碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管）因其优异的物理特性，在功率电子领域展现出巨大的应用潜力。以下是SiC MOSFET的主要优势及其应用潜力。

SiC MOSFET 的主要优势

高禁带宽度：SiC的禁带宽度（约3.26 eV）是Si（约1.12 eV）的3倍，这使得SiC器件能够在更高的温度下工作，且具有更好的抗辐射能力。
高击穿场强：SiC的击穿场强约为Si的10倍，这意味着SiC器件的漂移层可以做得更薄，从而降低导通电阻。
低导通电阻：由于SiC的载流子浓度比Si高2个数量级，SiC器件的漂移层电阻可以降低约3个数量级，从而减少导通损耗。
高开关速度：SiC MOSFET无需电导调制，因此在开关过程中没有少数载流子的存储和清除问题，显著降低了开关损耗。
低反向恢复损耗：SiC肖特基势垒二极管（SBD）的反向恢复损耗极低，适合高频开关应用。

图1 Si IGBT和SiC MOSFET的结构比较

图1给出了3.3kV的Si IGBT和SiC MOSFET器件结构对比。Si IGBT的N⁻层厚度一般不低于330μm，而SiC MOSFET的N⁻层约为Si IGBT的1/10，最小厚度仅为33μm。Si IGBT的掺杂浓度为1013/cm3，而SiC MOSFET的掺杂浓度为101⁵/cm3，高出两个数量级。与Si IGBT相比， SiC MOSFET 单位面积的漂移区电阻，降低了3个数量级。在导通状态下，由于空穴注入到Si IGBT 背面的P⁺层，N⁻层的载流子浓度将被调制升高约1000倍，从而实现与SiC MOSFET相近的极低漂移区电阻。Si IGBT的关断过程，需要清除电导调制引入的载流子，该过程中电阻逐渐增加，直至耗尽区宽度完全扩散，该过程将产生拖尾电流。相比之下，SiC MOSFET作为一种单极型器件，无需清除多余的载流子，因此可以实现比Si IGBT更低的开关损耗。

由于 SiC MOSFET 在开关特性方面的优势，在 DC/DC 变换器等高频应用中，SiC MOSFET正逐步取代 Si IGBT。电机控制应用主要使用的器件仍是 Si IGBT，但从 2020 年开始，正逐步转向 SiC MOSFET。

SiC MOSFET 与 Si IGBT 的量化对比

如表 3.1 第 4 行所示，SiC 的杨氏模量为 Si 的 3 倍。如果在相同的 ΔTj条件下，对相同尺寸、厚度（包括 N⁻ 型衬底厚度）的芯片进行功率循环测试，SiC 功率模块的功率循环寿命仅为Si 功率模块的 1/3。图2 展示了 Si 和 SiC 功率模块在功率循环过程中 Tj(max)的变化。Si和 SiC 功率模块的芯片，均采用传统的焊料技术连接。在 Si 功率模块循环次数的 1/3 ~ 1/2 处，SiC 功率模块的 ΔTj 开始增加。当 ΔTj 达到初始值的 20% 时，可以观察到芯片边缘附近的焊料层内，出现了多条裂纹。原则上，SiC 功率模块可以承受比 Si 功率模块更高的 Tj(max)（如表 3.2第 6 行），从而提高产品的“附加值”（即输出功率 / 成本）。但是，增加 ΔTj或增加Tj(max)，会增加芯片焊料层的应力，从而降低功率循环寿命。考虑到功率模块寿命，尽管 SiC 功率模块的瞬时输出功率比 Si 更高，但是 SiC 功率模块能否实现更高的价值来抵消更高的成本？为此，焊接工艺应作为主要的关注点。基于同样的 SiC 芯片，与传统焊料技术相比，采用铜烧结技术的SiC 功率模块，功率循环寿命可以提高 20 倍。考虑以上效应，以及使用 SiC 降低总损耗的效果，下面进一步讨论在实际逆变器应用中，各种技术的实际“价值”。

图2 Si PiN 二极管和 SiC SBD 的功率循环寿命比较

■ 发掘 SiC 竞争力的分析方法

图3 给出了基于实际工况的寿命分析流程图，输入数据主要包括：逆变器的工作模式，即输出电流、母线电容电压、输出频率、PWM 策略（载波频率、功率因数和调制度）；与电流和温度相关的损耗曲线，相关数据可从功率模块的数据手册中获得。根据瞬态功率损耗和热阻模型（包括散热器、环境温度、耦合热阻），可以计算功率模块的瞬态结温和壳温。

图3 基于实际工况的寿命分析流程图。a）逆变器运行工况；b）损耗曲线；c）瞬态功耗；

d）热阻模型；e）瞬态温度；f）雨流计数；g）改进的 Coffin-Manson 模型

在 Foster 模型中，功率模块和散热器之间串联，存在一定的误区。Foster 模型并没有实际的物理意义，只是瞬态热阻曲线的数学近似。在将功率模块连接到散热器后，需要建立一个新的 Foster 模型，或者在数学上将 Foster 模型转换为 Cauer 模型。Cauer 模型是实际物理状态的近似表示，因此 Cauer 模型的连接代表物理连接。散热器和功率模块的 Cauer 模型可以串联，交叉耦合热阻通常采用 Foster 模型。因此，在 IGBT 和二极管之间采用独立的热源进行交叉耦合。然后，将计算所得的瞬时温度，反馈到功率损耗计算中。通过迭代以上步骤，可以计算整个任务模型中的温度变化。使用雨流计数法，可以提取用于寿命计算的参数，如 ΔTj、Tj(max)和 ton。使用线性损伤法则和改进的 Coffin-Manson 模型，可以评估功率模块的寿命。每个器件都存在一个与功率模块结构相对应的寿命模型，例如，半导体材料、尺寸、厚度、绝缘和导电材料，以及连接材料和工艺方法等。为满足终端客户的需求，以上分析过程需要在功率模块的设计阶段完成。

■ 电气化交通应用案例分析

基于图3 所示的流程图，分析了三种电机控制的应用工况：两种类型的列车工况（高速列车和有轨电车）和一种电动汽车工况，如图4 所示。根据工作周期内的各种定量关系及工作特征，得到三种应用工况的轨迹，即输出频率 fout和输出电流 Iout之间的关系。特征工作区为图4 所示的 fout- Iout图中的圆圈区域。

1. 高速列车应用

高速列车通常在高转矩下加速到最高速度，并在一段时间内保持同样的速度，如图 4a 所示。然后，逐渐减速直至到达站台。在该应用中，一个运行周期为 1h。在加速和减速期间，会产生数百个小电流峰值和大电流波动。在高速运行期间，电机运行频率较高，为了保持恒定的速度，需要一定的转矩来抵消空气阻力和滚动摩擦力。其预期寿命应不低于 20 年。例如，日本于1998 年推出的“新干线”高速列车 JR-Central 700 系列，在 2020 年退役。退役并不是由寿命决定的，而是为了升级和安装新型设备，如 Wi-Fi 设备、信号升级，或提升最高时速。高速列车每日运行时间可能超过 12h。货运机车长时间高频运行的可能性较低，可能需要采用另一种运行工况。

2. 有轨电车应用

如图4b 所示，在地铁等有轨电车的运行中，加减速的情况更为常见。因此，fout - Iout 图呈现出不同的特征。逆变器运行在由低到高的 fout 和 Iout范围内。预期寿命与高速列车相同，在某些情况下可能更长：寿命不低于 20 年，每天运营时间不低于 12h。

3. 电动汽车应用

第三种类型的运行工况，是电动汽车，如图4c 所示。与前两种工况相比，其不同点在于寿命预期和日常运行特征。电动汽车的寿命要求仅为前两者的 1/4。电池已被嵌入到车身之中，无法在运行工况中表示。从运行工况中可以看到，电动汽车的峰值功率是不断变化的，每次持续不到几分钟。根据图4c 所示的运行工况，最长的持续时间仅 10s。即使是高速路况，除了输出电流峰值之外，大部分时间都处于低输出电流、低转矩工作区。因此，在 fout - Iout 图中，无论输出频率如何，深色区域的输出电流较低。当输出电流 Iout 较高时，不会出现输出频率fout 较高的情况。

图4 三种类型的运行工况

■ 开发潜力

选择 1 ：降低逆变器损耗和电机损耗

针对图4a 所示的高速列车，工作点从图6a 所示的 Si IGBT 的 A 点变为由 SiC MOSFET 输出最大值的 B 点（B 点由图5 计算所得的 Tj(max)确定）。该过程总损耗（电机、逆变器和其他损耗）的相对值，如图6b 所示。超过 80% 的损耗来自滚动摩擦和空气阻力的损耗。

图5 最大可输出电流的仿真流程图

来自电机和逆变器的损耗少于 20%，且其中超过 90% 的损耗来自功率模块。如图 6b 所示，逆变器损耗略有降低，电机损耗基本保持不变。电机谐波损耗减少约 75%。在该情况下，电机和逆变器的总损耗减少了 33%。图6c 为电机电流，在低输出频率下，两者都呈现为正弦波，但存在一定的波形失真。此外，对于高输出频率的工况，660Hz 处的谐波成分占主导，并且波形与正弦波的偏差变大。当载波频率增加 3 倍至 2kHz 时，谐波成分大大减小。如图4a 中的 fout- Iout 曲线所示，在大部分时间内，逆变器工作在较高的频率和较低的输出电流下。但是，整个运行工况降低的总损耗小于 7%。虽然不同地区的电费相差较大，但通常在