编者按

功率器件的持续创新始终是驱动电力电子技术演进的核心力量。近年来，单片集成的 GaN 双向功率器件（GaN Bidirectional Switch, GaN BDS）迅速崛起，凭借其天然具备的四象限开关能力，为交流电能转换带来了前所未有的结构简化与性能提升空间。与传统背靠背开关方案相比，GaN 双向开关不仅在器件层面实现了真正意义上的双向导通与双向阻断，也为长期受限于控制复杂度高、系统成本难以下降的 AC–AC 与 AC–DC 拓扑注入了新的活力，使得许多曾被视为“工程上不够经济”的拓扑重新具备了产业化潜力。

本次转载的论文收录于 IEEE TPEL “前瞻性论文”特刊，由英飞凌研发团队撰写。文章从器件物理、结构设计、电力电子拓扑适配性、系统级优势以及产业化进程等多个维度，对 GaN 双向开关的发展脉络进行了系统梳理，并结合最新实验数据展示了其在高频、高压、高可靠性应用中的潜力。作者同时对未来 GaN BDS 在车载充电、可再生能源并网、电机驱动、三相AC/DC变换等关键场景中的应用前景给出了具有启发性的判断。

译文内容为意译，非逐字逐句对应。感兴趣的读者可参考原文，引用信息如下：

J. Liu et al., "GaN Bidirectional Switches: Device Technology, Applications, and Future Prospects," in IEEE Transactions on Power Electronics, doi: 10.1109/TPEL.2025.3632866.

本文转自：IEEE Transactions on Power Electronics (Early Access)

作者：Jingcun Liu; Hyeongnam Kim; Alexander J. Young; Yang Jiao; Eric Persson; Ziyang Xiao; Bhargav Pandya; Thomas M. Jahns; Mohamed Imam

在过去数十年里，功率半导体的持续创新始终是推动电力电子技术演进的核心动力，并将在未来继续发挥关键作用。在最新的一系列技术突破中，单片集成的氮化镓（GaN）双向开关（BDS）无疑是一个重要的里程碑。长期以来备受期待的“交流开关”首次真正落地，并在效率、功率密度、可靠性以及成本效益等方面带来了显著提升。本文旨在为读者提供对新兴 GaN BDS 技术的关键洞察，填补其从概念提出到实际应用之间的知识空白。同时，文章系统梳理了 GaN BDS 的多元应用场景，展示其不仅能够革新现有电力电子解决方案，还具备催生全新电路架构的潜力。此外，作者也从产业化的角度，对未来的发展挑战与机遇进行了前瞻性分析。随着 GaN BDS 技术潜能的不断释放，电力电子领域正迎来新的范式变革与突破契机。

01 引言

宽禁带氮化镓（GaN）功率半导体凭借在材料特性上相较硅（Si）高出数个数量级的优势 [1]，已成为下一代电力电子系统的关键基础。其应用范围十分广泛，覆盖可再生能源、工业电源、电动交通、消费电子等多个领域 [2]。

GaN 功率器件技术最具吸引力的特性之一，是其在单片集成方面展现出的独特潜力 [3]。与传统的垂直型功率器件（如功率 MOSFET、IGBT、BJT 和晶闸管）不同，GaN 高电子迁移率晶体管（HEMT）采用横向结构，所有端子均位于晶圆同一侧，使其能够在同一衬底上集成其他器件。此外，基于 Si 衬底的 GaN 器件与 CMOS 制造工艺兼容，可在大规模晶圆厂中以较低成本实现量产。这些独特属性，再结合 GaN 材料本身的固有优势，使其具备持续推动功率器件技术边界突破的能力。

尽管功率 MOSFET（及其他器件）在过去数十年中一直占据主导地位，但其关键局限在于：它们本质上属于单向开关（UDS）技术，只能阻断单一极性的电压（即直流）。这一特性显然不利于交流接口的电能变换，因为此类拓扑必须围绕这一限制进行设计，而能够直接处理交流的双向开关（BDS）显然更为理想。在垂直型器件中实现 BDS 功能通常需要将器件以串联或并联方式组合，以实现双极性电压与电流的控制 [4]。这种代价显著阻碍了许多先进交流变换器拓扑的应用 [4], [5], [6]，而这些拓扑本可带来更高效、更紧凑的电能变换方案。

电力电子领域对理想“交流开关”的长期追求，自然而然推动了 GaN 集成技术的一项颠覆性创新。传统 GaN HEMT 的栅极、漏极和源极结构与 MOSFET 类似，其工作方式本质上仍属于单向开关（UDS）。通过在同一晶圆上将两个横向 HEMT 以背靠背方式集成，GaN 首次实现了真正意义上的单芯片双向开关，为一种全新的功率器件类别——GaN BDS——奠定了基础。

GaN BDS 的概念最早由松下（Panasonic）于 2007 年提出 [7]，其结构基于两个 GaN 栅极注入晶体管（GIT）[8] 的共漏极配置。早期器件原型已实现高达 1.3 kV 的硬击穿电压 [9] 和 22 mΩ 的导通电阻 [10]。随后的一系列电路级演示——包括矩阵变换器 [11] 和 T 型逆变器 [9]——进一步展示了该技术的应用潜力。在随后的十年中，由于技术瓶颈（如衬底电位管理）以及底层 GaN HEMT 技术仍需成熟，GaN BDS 的商业化进程一度放缓。自 2019 年起，随着 GaN BDS 工程样品的出现，相关研究活动迅速升温 [11]–[19]。从 2024 年开始，器件厂商陆续推出 GaN BDS 产品 [21], [22]；而在 2025 年，Enphase Energy 公司在其 IQ9 光伏微型逆变器中首次实现了 GaN BDS 的商业应用 [23]，标志着该技术迈入重要里程碑。

尽管 GaN BDS 技术已取得显著进展，但在其从概念走向实际应用的过程中，仍存在大量知识空白。器件层面的研究往往将 BDS 的复杂工作机理过度简化，研究内容多集中于静态特性表征，例如曲线测试和性能指标（FOM）计算。与此同时，电力电子工程师在使用 GaN BDS 时通常将其视为“黑盒”，对其底层行为与特性缺乏深入理解，从而限制了他们充分发挥这一颠覆性技术潜力的能力。必须认识到，GaN BDS 并不仅仅是两个 HEMT 的简单相加。

本文旨在梳理并探讨新兴 GaN BDS 技术的关键技术要点，从器件与应用两个层面提供深入洞察。文章基于产业实际情况，并结合概念验证（proof‑of‑concept）成果，对 GaN BDS 的未来发展提出前瞻性设想。本文希望为更广泛的读者群体提供理解 GaN BDS 所需的基础知识，同时指出潜在的研究机遇。最终目标在于帮助用户释放 GaN BDS 技术的全部潜能，并共同定义下一代电能变换技术的发展方向。

需要指出的是，两个横向 GaN HEMT 也可以通过共源极结构进行集成，从而形成另一种类型的 BDS。这种结构特别适用于低电压（如 40–100 V）静态应用，例如电池断路开关 [24]。然而，本文的重点仅限于用于主动开关型电能变换的共漏极 GaN BDS。

02 GaN BDS 器件技术

GaN BDS 的概念源于将两个背靠背的单向 GaN HEMT 进行单片集成。然而，要实现一个功能完备的 GaN BDS，并非在 GaN HEMT 基础上的简单渐进式改进。为了克服这种集成方式所固有的挑战，需要投入大量的技术研发工作。

当前的 GaN HEMT 器件采用多种栅极结构来实现所需的常关断特性，例如 GIT、肖特基栅结构或共源级（cascode）耗尽型 HEMT 等 [25]。尽管这些结构各具特点，本节将重点讨论在设计 GaN BDS 时它们共同面临的关键技术特性与挑战。

GaN BDS 的概念

图1. GaN BDS 概念概览：（上）两只单向 GaN HEMT 在共漏极结构中的单片集成，其中每个 HEMT 的反向漂移区被合并为一个整体；（中）具备双向阻断与双向导通能力的“交流开关”工作方式；（下）业界领先的芯片面积利用率，相较于采用串/并联 HEMT 的分立式 BDS 方案，在等效导通电阻条件下可实现高达 4:1 的面积优势。

在 GaN HEMT 中，漏极与源极之间唯一具有实际意义的差异，是栅极结构更靠近源极端。如图 1 所示，分立 GaN HEMT 的漏源电压 VDS 由其栅极至漏极之间的漂移区 LGD 来阻断。通过将两个 HEMT 以漏极相连的方式配置，每个器件中方向相反的 LGD 可合并为一个整体（即 LGG），从而形成具有共享漂移/沟道区域的单片 GaN BDS。本质上，共漏极 GaN BDS 与两个背靠背连接的 HEMT 具有相同功能：它能够阻断双极性电压，并可实现双向电流传导（详见第二节 D 部分）。

GaN BDS 中的共享沟道区域带来了业内领先的芯片面积利用率，从而降低器件成本，并进一步缩小系统尺寸。理想情况下，与背靠背串联的 GaN HEMT 相比，GaN BDS 只需使用四分之一的有效芯片面积即可实现等效的导通电阻 RON [4], [26]，如图 1 下半部分所示。需要注意的是，这种“四比一”的面积效率是一种简化估算，基于器件漂移区尺寸的缩放关系，而漂移区正是同时影响芯片面积与 RON 的主导因素。GaN BDS 实际能够带来的面积优势取决于具体的工艺技术与器件设计。在实际实现中，还可能需要为第二个栅极、场板结构以及衬底电位稳定电路等附加结构预留芯片面积（将在下一小节进一步讨论）。

除了具备对称的双向工作能力和显著的芯片面积优势外，GaN BDS 还继承了 GaN HEMT 技术的全部优点 [26], [27]。例如零反向恢复、卓越的开关速度与开关损耗表现，以及其他一系列优异的性能指标。

衬底管理

图2. GaN BDS 在不同衬底偏置条件下的示意图：（a）衬底接低侧源极；（b）衬底接高侧源极；（c）衬底悬浮状态。图中强调了衬底与两个源极之间的电容耦合效应，该效应可能导致（d）在关断状态下出现正的 VSub 以及在导通状态下出现负的 VSub，从而引发不期望的背栅效应。

对于 GaN 横向器件而言，衬底是一个独立的端子，可从器件背面调制沟道，因此被称为“背栅”（backgate）。在 GaN-on-Si HEMT 中，Si 衬底通常与源极相连，使得 GaN 外延层底部的电位得到良好定义，并与源极电位保持接近。在器件关断状态下，衬底充当源极场板，其衬底‑沟道电位差 ΔVSub-Channel 为负值〔见图 2(a)〕。这一负电位有助于耗尽沟道，从而实现强健的横向耐压能力。

GaN BDS 的衬底管理方式与传统 HEMT 不同，因为 BDS 在交流电压下工作，其电压极性每半个周期都会反转。如果将 BDS 的衬底直接连接到两个源极中的任意一个（例如 S1），则衬底‑沟道电位差 ΔVSub-Channel 会在正负极性之间交替变化。在正半周〔图 2(a)〕中，关断状态下的 ΔVSub-Channel 为负值（例如 VS1=0 V、VS2=+400 V，则 ΔVSub-S2=−400 V），其行为与传统 HEMT 类似，可确保器件正常工作。然而在负半周〔图 2(b)〕中，关断状态下的 ΔVSub-Channel 变为正值（例如 VS1=+400 V、VS2=0 V，则 ΔVSub-S2=+400 V）。这种正向的 ΔVSub-Channel 会导致器件不稳定，因为沟道耗尽能力减弱、栅极边缘的电场增强，同时栅极对沟道的控制能力下降。

在没有外加控制的情况下，衬底处于浮空状态，与任何固定电位均不相连。此时，开关过程中衬底电位 VSub 由衬底与两个源极之间的电容耦合效应决定，如图 2(c) 所示。这会引发不期望的背栅效应〔图 2(d)〕：

（1）关断状态下的正向 VSub〔28〕（例如 VS1=0 V、VS2=+400 V，则 VSub=+200 V）可能导致器件可靠性问题、误导通，甚至横向击穿失效；

（2）导通状态下的负向 VSub（可能由关断期间的陷阱效应引起〔29〕）会导致动态导通电阻 RON 恶化。

图3. GaN BDS 中不同衬底管理方法的电路示意图，包括：（a）悬浮衬底；（b）背靠背二极管；（c）并联放电电阻的背靠背二极管；（d）采用外部栅极驱动器的双晶体管方案；以及（e）采用集成控制的双晶体管方案，即单片自偏置衬底稳定电路〔32〕。

如果在 GaN BDS 设计中采用浮空衬底〔图 3(a)〕，则必须引入额外的设计措施来缓解衬底不稳定带来的影响。这些措施包括开发更复杂的表面场板结构和/或增加单元间距。

衬底稳定机制也可以通过电路级方案实现，例如采用共阳极配置的背靠背二极管〔图 3(b)〕。在关断状态下，其中一个二极管会进入正向偏置，使衬底被负向充电，从而将 VSub 钳位到较低的源极电位。然而，当 GaN BDS 导通时，由于两个二极管均处于反向偏置状态，这部分负电荷无法被有效释放。结果是，在两种电压极性下的导通状态中，VSub 都会保持为负值，从而引发动态导通电阻 RON 的劣化问题。

为了解决这一问题，可以在电路中加入两个电阻，为衬底提供放电路径，如图 3(c) 所示。为了保证合理的放电时间，电阻值通常需要较小；然而，这些电阻带来的累计损耗十分可观，成为此类被动式解决方案的主要缺点。

一种主动式解决方案是采用两个晶体管（例如 GaN HEMT）构成共源极结构，并由外部栅极驱动器进行控制〔30〕〔31〕，如图 3(d) 所示。该方法通过选择性地导通其中一个晶体管，将衬底电位 VSub 连接到较低的源极电位，从而缓解前述背栅效应问题。然而，这种方案会增加系统设计的复杂度，因为它需要额外的晶体管、栅极驱动器以及辅助电源。

更进一步的方案，如图 3(e) 所示，是将自偏置控制电路与这两个晶体管集成在一起，从而无需任何外部器件。这种自偏置衬底稳定电路〔32〕〔33〕能够根据电压极性的变化自动生成合适的栅极信号。通过这种方式，GaN BDS 的衬底电位 VSub 始终跟随最低的源极电位，实现有效的衬底稳定与可靠的器件运行。

表Ⅰ. GaN BDS 中各类衬底管理方法的总结：特性、优势与局限性

表 I 对多种衬底管理技术进行了全面比较，突出展示了它们之间的差异化特性。对于 GaN BDS 而言，衬底管理是一个关键的设计问题，各家厂商正积极探索不同方案，以在满足衬底稳定性要求的同时，将成本降至最低。

GaN BDS：一种 Power IC 解决方案

图4. （a）集成单片自偏置衬底稳定电路的 GaN BDS；（b）安装于引线框架上的 GaN BDS 单芯片结构示意图，突出展示了衬底稳定电路内部的两只单片 HEMT。（注：图示不按比例绘制。）

自偏置衬底稳定电路可以作为一个功率集成电路（IC）模块实现，并与 GaN BDS 在同一晶圆上制造，内部集成 HEMT、二极管、电阻等关键器件〔32〕。这种集成方式为 GaN BDS 提供了一种实用的实现路径，能够在无需用户额外干预的情况下完成所需的衬底电位管理。如图 4 所示，该方案使用户仅需与四个电气端子（G1、S1、G2、S2）交互，甚至无需明确了解衬底稳定机制的存在。尽管该电路会带来一定的芯片面积增加，但与图 1 所示的显著“四比一”芯片面积缩减潜力相比，其额外占用几乎可以忽略。单片化设计能够最大限度地降低寄生电感，缩短衬底稳定电路的充放电时间，并最终提升 GaN BDS 的整体性能。

商业化应用与原型验证（详见第三与第四节）均表明，采用单片自偏置衬底稳定电路的 GaN BDS 能够实现高性能与高可靠性。

工作模式

图5. （a）基于栅极偏置条件的 GaN BDS 四种工作模式；（b）GaN BDS 的等效电路模型：由两只漏极相连、带虚拟“体二极管”的 GaN HEMT 组成；（c）在正弦交流开关场景下的两种可选栅极控制方案，其中高侧栅极可设置为始终导通或采用 PWM 控制。

GaN BDS 的两个独立栅极‑源极对使其具备四种工作模式：完全关断的阻断模式、两种极性的续流“二极管”模式，以及完全导通模式，如图 5(a) 所示。当两个栅极均导通时，GaN BDS 能以低 RON 在任意电流方向上导通；当两个栅极均关断时，则可阻断任意极性的电压。当两个栅极施加一开一关的偏置组合时，器件在对应极性下呈现类二极管行为，从而实现双向续流功能——这是众多电力变换拓扑中至关重要的特性。

从电路角度来看，GaN BDS 可以等效为两个漏极相连的 HEMT，即图 5(b) 中的 Q1 和 Q2，每个器件都具有其对应的虚拟“体二极管”。根据施加在 GaN BDS 两端的线电压极性，这两个 HEMT 可进一步被标识为低侧 HEMT 和高侧 HEMT。具体而言，当 VS2S1 为正时，Q1 为低侧、Q2 为高侧；当 VS2S1 为负时，两者角色互换。在任意极性下，低侧 HEMT 都处于正向偏置状态，因此可根据其栅极偏置选择阻断或导通电流。相比之下，高侧 HEMT 始终处于反向偏置状态，并在第三象限导通，无论其栅极偏置为何。

因此，在 GaN BDS 中，低侧栅极是主要的开关控制端，而高侧栅极则通过施加导通或关断偏置来启用或禁用续流功能。根据具体的拓扑结构与控制策略，GaN BDS 的高侧栅极可采用两种控制方案之一：（1）始终导通；或（2）与低侧栅极同步的 PWM 信号，如图 5(c) 所示。控制方案 #1 是最常见的方式，尤其适用于需要续流或软开关的应用场景。控制方案 #2 则可用于电压过零附近（此时电压极性可能不确定），以及不需要续流功能的硬开关拓扑中。

图 5(c) 进一步展示了这两种控制方案在正弦交流开关场景中的应用。在正半周和负半周的大部分区间内，采用控制方案 #1，此时高侧栅极始终导通（即 5°–175° 区间的 G2 以及 185°–355° 区间的 G1），而低侧栅极负责控制 BDS 的导通状态。由于电压极性明确，GaN BDS 在全导通模式与续流模式之间切换能够稳定运行。在电压过零附近（即 175°–185° 和 355°–5° 区间），采用控制方案 #2，对两个栅极同时施加 PWM 信号，以避免在电压极性可能突然变化时出现潜在的短路风险。

需要注意的是，驱动 GaN BDS 的栅极在本质上与驱动其基础 HEMT 的栅极并无区别。对于共漏极结构的 GaN BDS，需要两个隔离栅极驱动器，每个驱动器都配备一个相对于其对应源极端子的隔离电源。相比之下，对于采用分立器件实现的共源极 BDS，仅需一个隔离电源即可满足驱动需求。然而，从系统层面来看，普遍认为共漏极 BDS 的栅极驱动更为复杂的观点并不一定成立，这取决于具体的电路拓扑结构。关于栅极驱动的更深入讨论，可参考本文所附的补充材料。

03 应用

凭借其独特的双向特性以及材料本征优势，GaN BDS 在可再生能源、工业及汽车等领域展现出广阔的应用前景，覆盖多种交流电能处理场景，包括光伏发电（PV）、数据中心、电动汽车（EV）、电机驱动等。本节将重点介绍若干能够立即从 GaN BDS 采用中获益的关键应用与拓扑结构。更为全面的总结可参考文献〔4〕、〔6〕。

图 6. 单级隔离式 AC–DC 电能变换架构，将功率因数校正（PFC）与 DC–DC 变换集成于同一阶段，具有器件数量减少、无需中间直流母线、高效率等多方面的系统级优势。

周波变换器与矩阵式单级变换器

作为一种交流开关器件，GaN BDS 能够推动交流电能变换架构从传统的两级式向更先进的单级式转换器加速演进。图 6 所示的典型案例是将功率因数校正（PFC）与 DC‑DC 变换集成为单级隔离式 AC‑DC 转换，从而无需中间直流母线及其相关的能量存储与预充电电路。这种架构能够简化系统结构、减少器件数量，并显著降低对体积庞大的无源器件（如电解电容和 PFC 电感）的依赖。此外，它避免了两级架构中效率相乘带来的不利影响，从而降低整体功耗与散热器需求。当这一新型架构与 GaN BDS 相结合时，可在效率、功率密度、可靠性和成本等方面实现系统级提升〔34〕。

图7. 适用于 GaN BDS 的典型单级功率变换拓扑结构：（a）用于电动汽车（EV）充电的矩阵式变换器；（b）用于光伏微型逆变器的周波变换器；（c）用于电磁加热的串联谐振 AC–AC 变换器。

图 7 展示了多种单级式变换器拓扑，分别面向不同的终端应用。图 7(a) 所示为一种用于电动汽车车载与非车载充电的三相矩阵式单级变换器。该变换器将三相线电压转换为高频波形，可按谐振变换器方式或移相 PWM 方式进行控制。更详细的工作原理可参考文献〔35〕。

另一类直接交流单级拓扑是周波变换器（cycloconverter），如图 7(b) 所示。该变换器的工作原理与传统的基于谐振或移相控制的 DC/DC 变换器类似。借助 GaN BDS，它能够将工频交流电压直接变换为高频交流电压，并通过变压器实现隔离式 AC‑DC 转换。该拓扑可用于光伏微型逆变器或单相电动汽车充电等应用。

GaN BDS 的另一类潜在单级应用是电磁加热（induction cooking）〔18〕。如图 7(c) 所示，由两只 GaN BDS 构成的半桥（或由四只 GaN BDS 构成的全桥）可将工频交流电压变换为高频交流电压，并将其输送至谐振感性负载。与传统的“整流级 + 谐振级”两级方案相比，该拓扑实现了更紧凑、更高效的直接单级能量转换。

尽管大量学术研究早已揭示上述变换器的诸多优势，例如结构紧凑、效率提升以及在电压与频率调节方面的灵活性，但其在工业界的应用仍十分有限，主要原因在于控制复杂度较高，以及缺乏适用于直接交流处理的高性能、低成本 BDS 解决方案。传统上，这类拓扑仅被认为适用于高功率（>10 kW）和低频（约 1 kHz）应用〔23〕。随着 GaN BDS 的出现，这些拓扑的吸引力有望显著提升，其应用前景也将被重新定义，并进一步激发对新型单级拓扑的探索〔36〕。

图 8. Enphase 的 427 W IQ9 光伏微型逆变器在其半波周波变换器中集成了两颗 GaN BDS，整机加州能源委员会（CEC）效率达到 97.5%。图中内容转载自文献〔23〕。

作为领先的光伏微型逆变器制造商，Enphase Energy Inc. 已在其最新产品 IQ9 系列中首次采用 GaN BDS（图 8）〔23〕〔37〕。在该周波变换器（cycloconverter）拓扑中，两只 GaN BDS 器件可直接替换此前方案中背靠背连接的超结 MOSFET，并用于交流侧桥臂以构成半波周波变换器，将高频开关波形降频至电网工频。由于所有功率器件均在零电压开通（ZVS）条件下运行，微型逆变器在满足大电压变换比需求的同时，实现了高效率与紧凑尺寸。这款采用 GaN BDS 的 427 W 微型逆变器可适配最高 305 Vrms（431 Vpeak）的交流电网电压，并实现了 97.5% 的加州能源委员会（CEC）加权效率〔37〕。

图 9. 英飞凌展示的 3.7 kW 全 GaN 双有源桥（DAB）单级变换器样机，用于 400 V 电动汽车（EV）车载充电器（OBC）应用，内部采用四颗 650 V GaN BDS 器件。（a）硬件实物照片；（b）在 230 VAC 输入下的运行波形。

图 9 展示了英飞凌（Infineon）基于全 GaN 双有源桥（DAB）的 3.7 kW 单级变换器演示板，面向 400 V 电动汽车车载充电器（OBC）应用。在该单相设计中，初级侧采用四只 650 V GaN BDS 器件，次级侧则使用 650 V GaN HEMT 器件。通过双移相控制结合变频控制，该单级变换器能够同时实现交流侧电流整形、输出调节以及 GaN BDS 的零电压软开关（ZVS）。图 9(b) 所示的开关波形表明，该变换器在初级侧 GaN BDS 上实现了高质量的交流电流波形与 ZVS，且其开关频率在交流电压峰值处约为 180 kHz，在过零点附近提升至约 500 kHz。该 OBC 原型的功率密度达到 7.3 kW/L，峰值效率为 97.2%，满载效率为 96.58%。

维也纳整流器与 T 型逆变器

第二类能够显著受益于 GaN BDS 的功率变换拓扑包括三电平维也纳整流器（Vienna rectifier）和 T 型逆变器。这些拓扑已在数据中心、电动汽车充电器、串式逆变器、电机驱动以及牵引逆变器等多种应用中得到广泛采用与关注。与两电平变换器相比，三电平变换器具有更高的效率、更低的谐波失真以及更小的 EMI 滤波器需求。

图 10. 三相三电平 T 型变换器的拓扑结构，其中 GaN BDS 作为 T 支路的中性点开关使用，在双极性条件下仅需承受直流输出电压的一半。

图 10 展示了三相 T 型变换器的电路示意图，该拓扑常用于多类工业电源的 AC/DC 前端，例如电动汽车快速充电器、服务器电源（PSU）以及不间断电源（UPS）。在该拓扑中，三电平桥臂可将开关节点连接至 DC+、0 和 DC−，其中 GaN BDS 用作中性点连接器件。在这种升压型拓扑中，GaN BDS 作为主动开关器件，将承受硬开关应力。GaN BDS 特别适用于维也纳整流器和 T 型逆变器，因为在这些拓扑中，T 型桥臂的开关器件仅需阻断直流输出电压的一半，如图 11(a) 中密集的蓝色轨迹所示。因此，额定电压为 650 V 的 GaN BDS 即可用于 800 V 直流输出系统。

图 11. 施耐德展示的 1.5 kW 单相维也纳整流器不间断电源（UPS），采用一颗 650 V / 140 mΩ GaN BDS。（a）实测运行波形：深蓝色为 GaN BDS 的源–源电压，红色为交流输入电压，黄色为 PFC 电感电流，青色为瞬时功率；（b）在 120 VAC 输入条件下的效率随输出功率变化曲线。图中内容转载自文献〔15〕。

施耐德电气（Schneider Electric）近期展示了一款 1.5 kW 单相维也纳整流器原型，充分体现了 GaN BDS 在该类拓扑中的应用潜力〔15〕。在该演示中，一款现有 UPS 模块被改造为采用一只 650 V / 140 mΩ（典型导通电阻为 110 mΩ）GaN BDS，作为两只 UDS 器件的即插即用替代方案。其开关瞬态性能测试最高达到 60 V/ns 与 2.3 A/ns。图 11(a) 给出了在 1.3 kW、120 Vac 输入以及 ±220 Vdc 输出、70 kHz 开关频率下的波形。结合 SiC 二极管使用后，该整流器在轻载条件下效率超过 97%，并在约 500 W 时实现 98.64% 的峰值效率，如图 11(b) 所示。根据损耗分解计算结果，在 230 Vac 系统中，其效率预计可进一步提升至 99% 以上〔15〕。