800V电驱动系统详细解析

前言

交通运输行业的全球电气化需要开发高效且具有成本效益的电气化动力系统解决方案。牵引系统中 800 V 的应用实现了快速充电的优势，并可以减少导体的横截面积以降低重量和成本。

由于电池仍然是电驱动系统的最主要成本构成，因此以最高效的方式使用电池提供的能量是很重要的，从电能到机械能的转换效率即电驱动系统效率就显得及其重要。为了提高效率，必须减少功率损耗：①逆变器的功率损耗必须保持在较低水平，②同时必须降低电动机的谐波损耗。碳化硅 (SiC) 技术的应用，为 800 V 系统提供了实现这两个目标的可能性。

众所周知，SiC功率器件比硅Si更高效，因为轻载导通损耗和开关损耗都更低。SiC技术可实现更高的开关频率，从而通过降低谐波损耗来提高电机的效率。SiC半导体材料特性、效率优化的模块设计以及改进的控制技术相结合，组成了由逆变器 和电机组成的高效牵引系统。对于优化设计后的系统，在 WLTP 循环中，驱动系统效率可提高4‑8%。

1. 电驱动系统效率提升

纯电动汽车 (BEV) 的成功取决于两个主要方面。汽车的购置成本和客户可用性。BEV 的电池续航里程仍然是客户可用性最重要的特征之一。

电池续航里程定义了每次电池充电的最大行驶距离和长途旅行的充电时间。这两个标准都会受到牵引系统电压水平的影响。更高的 800 V 系统电压而不是 400 V 的通用电压允许在恒定电缆横截面下更快地为电池充电（大功率充电、超快速充电）。

目前的产品中，IGBT用作逆变器中的开关元件，在 800 V 的电压下表现出效率劣势，因为IGBT开关损耗太大。要高效使用更高的电压，需要更高效的开关技术，请参见图1.

SiC‑MOSFET的应用，可以满足在高电压平台下高开关频率的高效优势，以及高压摆率 (dv/dt) 。更高的开关频率降低了电机的谐波损耗。因此，SiC是通往更高系统电压的关键技术。

如果可以找到电机和逆变器的两条随开关频率相反运行的损耗曲线之间的最佳平衡，则 WLTP 系统级（800 V Si 系统与 800 V SiC 系统相比）的效率可能提高 4 % 至 8 %）。效率描述了存储在电池中的能量与用于产生牵引力的能量之比。

因此，更高的效率可以实现在电池容量相同的情况下更长的里程，或者在电池容量降低的情况下产生里程不变。因此，提高效率是优化 BEV 成本的最大措施。SiC 技术应用带来的是系统成本优势，因为它们可以节省更多的电池。

Vitesco Technologies 正在开发一种模块化逆变器概念，用于从 400 V 到 800 V 的过渡。该开发的技术平台是基于高度集成的电驱动系统EMR4（ 第 4 代）。EMR4 电驱动桥是 EMR3 的进一步发展，目前已在中国进行大规模批量生产。EMR3 已集成到欧洲和亚洲 OEM 的多款车辆中。

EMR4 的电力电子控制器（逆变 ）基于第四代电力电子控制器平台(EPF4.0)。Vitesco Technologies 可以利用其在逆变器技术开发方面的广泛和长期经验来实现具有低杂散电感和优化 dv/dt 的技术。具有 SiC MOSFET 的 800 V 牵引系统的高效电力电子控制器的开发将通过 EPF 4.0的扩展实现。

2. 开关频率和电压压摆率(dv/dt)在系统层面的影响

在电机运行期间，逆变器将电池提供的直流电压转换为快速脉冲电压。该脉冲电压会产生谐波交流 (AC) 电流。交流相电流产生转子跟随的旋转电磁场。通过这种方式，脉冲电信号逐渐接近均匀正弦波形（40 kHz 及更高）的最佳值，高频损耗减小。电流的频谱变得“更干净”，从而减少了以发热形式出现的谐波损耗。

图2 显示了损耗开关频率之间的关系‑ 其中：

电机的总损耗 – PL,EM,total

逆变器总损耗 – PL,PE,total

– 在牵引系统的某个工作点。

电机损耗曲线为绿色，红色为电力电子损耗。

特性曲线描述了每个参数的开关频率的理论相关性：随着开关频率的增加，电机谐波损耗Ph,total 逐渐减少，所以总电机损耗 PL,EM,total 逐步向纯正弦电流波形产生的铁损值收敛 PL,total （水平虚线）。显示的图表是电机高分辨率 FEM 模拟的结果 。灰色标记频率区域的频率相关功率损耗的准确性相对于20kHz之前要低，由于仿真的模拟步长为5us。

逆变器总损耗 PL,PE,total 由导通损耗PL,cond和开关损耗 PL，SW 组成，开关损耗随开关频率线性增加。同时，该半导体的导通损耗不受开关频率的影响。因此，逆变器总损耗预计会随着开关频率的增加而线性增加，与开关损耗的增加相同，见图2。

上述分析基础是一个 800 V 系统，逆变器中使用了 SiC MOSFET。特征曲线在图2 展示了 SiC 技术在逆变 功率模块中的关键作用，作为实现最高系统效率的关键因素。图2 进一步表明，系统级的最佳开关频率必须定义为提高效率（平衡点）的影响因素。

与Si逆变相比，SiC逆变技术的全部潜力基于开关频率和压摆率高10倍的可能性。图3演示了电压压摆率 (dv/dt) 对逆变损耗的影响。

带有 SiC MOSFET 的高效 800 V 牵引系统的当前开发研究了如何在不产生额外的干扰的情况下使用 SiC 技术的潜力（参见第 3 章和第 4 章），为了充分发挥 SiC 技术的潜力，必须考虑系统在高开关频率和高电压压摆率下的电磁兼容性 (EMC) 以及噪声振动 (NVH) 问题。如图2所示，特别是较低的开关频率对 NVH 具有关键影响。EMC正好相反，较高的开关频率和压摆率会导致更多的干扰。

3. 对逆变器的影响

当今最先进的 400 V Si‑IGBT 逆变 在 8 至 10 kHz 的开关频率下运行。电压压摆率通常高达 5 kV/μs。图 4 显示了单个逆变系统 (Si / SiC) 的差异以及不同输出功率下产生的损耗。累积的总功率损耗分为开关损耗和导通损耗。

传统 Si 技术和 SiC 技术在 800 V 下的总功率损耗之间存在显著差异。该图证实了 800 V 电压只能与 SiC 半导体一起使用。

评估逆变器的决定性因素是驱动系统在 WLTP 循环工况下的效率。图 5 说明了逆变器对 WLTP 中系统效率的影响。条形图的黄色部分显示了 800 V SiC 相对于 800 V Si 解决方案的优势——尽管在这两种情况下都只应用了 10 kHz 的开关频率和 5 kV/μs 的电压压摆率。配备 SiC 半导体的逆变 可能会在更高的频率和转换率下运行（典型值：开关频率：10 ... 40 kHz，dv/dt：5 ... 50 kV/us）。左侧的第二个栏图 5 显示了如果将 Si 逆变 用于800 V 系统，损耗将如何变化。

图1 - 5所示SiC技术在不同方面的更高效率是基于嵌入在硅中的碳原子在材料基体中的高载流子迁移率。

由于导通电阻低，在SiC半导体中产生的热损失很低。这允许更高的开关频率，紧凑的封装空间和减少功率模块的冷却能力需求。因此，SiC半导体比Si半导体需要更小的封装空间，可以实现更高的功率密度。

3.1 更高导电性的优势

在今天的汽车牵引逆变器(400 V系统电压水平和高达10 kHz的开关频率)低损耗硅IGBT与一个并联的二极管(自由运行分别回流到电池)。反向电压(反电势)在650…750之间时，IGBT需要比较复杂的控制，但由于在额定电压下的高效率，它就像“完美的开关”一样工作。Mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管:简单地说:电压控制电阻)更容易控制。在Si基半导体材料基础上，在开关过程中Mosfet比硅IGBT有更高的电阻(R)(R在漏/源上= Rdson)。

在400 V时，较高的硅MOSFET功率损耗已经不适用，在800 V时，它们被排除在选项之外(见图5)。硅MOSFET的反向耐压越高，其Rdson越高。在600v电压水平以上，这种特点对整体效率有巨大影响。此外，还必须考虑在更高电压下增加的冷却成本。

在4H衬底(极高载流子迁移率的四元矩阵)中使用SiC技术的Mosfet在开关过程中表现出比使用Si技术更高的效率。低Rdson的优势是SiC MOSFET半导体在800 V逆变器应用的主要原因。

较宽的带隙和较低的表面电阻上较高的击穿电压，允许以较高的压摆率切换高电压，以上这些都是SiC的材料优势。由于更低的Rdson，开关损耗较低，可以应用较高的开关频率，见图6。特别是在轻载时，低导通损耗有对工况效率意义巨大。

考虑到所有的限制条件，例如功率模块的连接接口，SiC技术可能实现功率模块体积减少25…50%。SiC比Si具有更高的导热系数，这为热损耗的更好传导散热提供了可能。同时，SiC半导体可以在更高的温度下工作。以上这些这就提供了逆变器设计要求的高功率密度条件。

综合分析表明，SiC可以提高逆变器的效率，降低开关损耗，减少封装体积，减少冷却能力，提高工作温度，减少功率模块的重量。

与400V Si逆变器相比，400V SiC逆变器可以设计得更加紧凑。800V SiC逆变器需要更大的体积，因为爬电距离和电气间隙要求更大。

原则上，SiC技术的优势也可以与400V系统结合使用，但只有在逆变器中才能实现效率优势。额外的优势，如超高速充电需要更高的电压。为了研究SiC的优势，在整车上对一个400V SiC逆变器样机进行了测试。采用SiC技术的800V逆变器目前正处于测试阶段。

3.2 SiC的压摆率(dv/dt)优势

如图7所示，在SiC半导体中，通过增加压摆率dv/dt可以降低开关损耗。与硅相比，该技术具有更大的潜力，因为换相电路中较高的转频率和可调整的杂散电感降低了功率损耗。这就需要优化栅极源电路中的杂散电感。由于换相电路中极低的杂散电感的实现成本相对较高，因此在系统级上定义平衡的dv/dt是优化的一部分。

在一定的dv/dt下模拟杂散电感。结合开关频率的增加，可以模拟一个WLTP周期的总功率损耗。在5…20kv /μs压摆率范围内，杂散电感处于较低水平时，对WLTP损耗是明显的。

3.3 电磁兼容性

众所周知，高频开关过程会引起电磁干扰。为了在牵引逆变器中应用碳化硅Mosfet，必须研究高开关频率和压摆率与高屏蔽和滤波效果之间的权衡。图8显示了开关频率加倍(10 kHz到20 kHz)对典型测量中的干扰频和干扰强度。在20kHz时，干扰强度增加约6dB。仅仅提高开关频率并不能得到最优解决方案。必须研究SiC的最优控制参数，这将使系统具有良好的电磁兼容性能条件下，在可能的开关频率下可接受的开关损耗得到最佳的效率增加。

4. 电机设计

800V应用的一体化高效电驱动的开发基础是大规模系列生产的EMR4电机系统。EMR4将比EMR3有更大的可扩展性，更多可能的子组件组合(作为800V逆变器选项)。此外，互连设计将更加标准化，互连的可扩展性也将提高。特别是在低功耗应用中，组装空间将会减少。与EMR4设计相比，通过改变互连设计，800V电机的线圈数量增加了一倍。

4.1 采用碳化硅技术提高电机效率

第3章的功率损耗分析表明，在相同的冷却能力下，SiC mosfet能够实现更快、更频繁的开关。较高的开关频率可以提高电机的效率。开关频率越高，谐波电流越小。因此，增加开关频率可以降低逆变器提供的谐波输入功率。

图9在功率流图中演示了前面一节中描述的方面。通常的功率流(灰色)从输入功率，通过气隙功率，到轴上的机械输出功率。定子和后来的转子的功率损失是通过散热传递的。红色表示的是完全转化为热量而不影响机械功率的谐波输入功率。采用碳化硅技术可以降低800V电机的谐波损耗。

4.2 800V电机的设计参数

众所周知，变频供电的电机比由恒定频率的正弦波供电的恒速运行的电机应力更大。图10显示了快速开关逆变器对电机造成的额外影响。800 V SiC技术的应用需要更仔细地观察电机的绝缘系统和轴电流。

虽然逆变器提供的上升时间很短的高频电压脉冲为高效系统创造了基础，但这些脉冲增加了对电机的压力。特别是在高输出功率时，可以观察到最高的压摆率。

系统设计的目标是在低谐波损耗和由于高开关频率和压摆率而增加的绝缘系统要求和电机的使用寿命之间找到适当的平衡。这两个方面的最佳平衡对碳化硅牵引系统的设计具有重要意义。

电机的绝缘系统必须承受过冲电压，这是由于800V的电压水平与高开关频率和dv/dt的结合而产生的。

这些系统的测试电压也会增加。电机和逆变器输出端子之间的电缆长度必须设计得尽可能短，以防止由于反射电压波而产生额外的电压过冲。

图10中的反射系数 r 和电机阻抗 Z 说明了这一方面的问题。通过选择最佳 dv/dt 以及最佳上升时间，应考虑临界电缆长度与上升时间直接相关。由于这种关系，电压上升时间不能按需要选择得那么高。这意味着要开发 EMR4 的 800 V平台，必须研究绝缘系统的行为和使用寿命。

高电压峰值会导致局部放电，因为峰值电压（例如导体和叠片之间的电压）可以达到在薄弱点破坏绝缘系统的水平(PDIV问题)。这会导致绝缘系统在短时间内发生故障。产生的电流会对绝缘系统产生永久应力。结果，系统升温并老化。

了解电压脉冲对使用寿命的影响很重要。相应的局部放电测量结果用于绝缘系统的设计。

此外，调速电机中存在在逆变器运行下引起高频轴承电流的问题。这些包括由电机轴末端电位差引起的循环电流（轴、轴承、定子、定子外壳、轴承、轴），以及电容性轴承电流（也称为 dv/dt 电流）和放电由于共模轴承电压 Ub 的时间变化而产生的放电(EDM) 电流。

当轴承润滑剂的润滑膜容量局部击穿时，EDM 电流在高振幅放电电流峰值时出现。在汽车领域，EDM 电流被认为与实际应用相关。共模轴承电压 Ub 与共模电压 U0 的比值——所谓的轴承电压比 (BVR)——可用于对预期 EDM 电流的初步估计。在不同工作点的轴承电压的高分辨率测量中，可以观察到特征电压峰值，表明相关的放电电流。可以根据轴承的使用寿命确定关键工作点。在确定潜在工作点后，对这些工作点的高比例进行连续测试，并评估轴承的使用寿命。

如图10所示，轴承电压Ub 通过电容分压器连接到共模电压 U0。它由寄生电容（绕组外壳 Cw,h，绕组转子 Cw,r 转子外壳 Cr,h）和轴承阻抗 Zb 组成。等效电路图显示了防止 EDM 电流的措施，例如使用轴接地、定子绕组头的静电屏蔽或使用控制方法将U0降至最低。

5. 系统分析

前面的章节展示了 SiC 技术在组件级别的影响和可能性。下一步是在成本和效率方面将优势整合到优化的牵引系统中，同时还要考虑 NVH 和 EMC问题。

5.1 在 WLTP 工况上转移单个特征点

为了根据扭矩-速度特性图中的测量值评估 WLTP 工况下的有效性，选择 WLTP 中累积最大的点作为测试的测量点。图 11 显示了 带有 EMR4 系统的 D级车驱动系统直方图值。定义了 35 个操作点，并在电机测试台上以不同的开关频率结合不同的压摆率进行测量。

5.2 测试结果的讨论

对测量结果的评估揭示了两个对 SiC 技术的进一步发展具有决定性意义的关键发现。对于基本测量，在逆变器中实施了高电压和低压摆率。在某些操作点，高压摆率对应于10 kV/μs，低至5 kV/μs。

图12显示了在中速范围内低扭矩的一个工作点上器件级别和系统级别的功率损耗差异。逆变器的功率损耗预计会随着开关频率的增加而增加，并且在测量精度内无法检测到 5kV/μs 和 10kV/μs 之间的差异。这是由于依赖于操作点的压摆率，它在低负载下的影响很小。另一方面，电机的功率损耗随着开关频率的增加而降低，但也会对 10 kV/μs 的更高电压转换率做出反应。这一优势补偿了由于更高的开关频率而导致的系统级更高的逆变器损耗。总的来说，它提高了系统效率。

在图13中可以观察到 10 kV/μs 对更高电流的逆变器级别的优势，因为整体逆变器损耗随着逆变器电流（分别是逆变器输出功率）的增加而增加。与低速下测得的性能相比，电机性能可能没有变化，但在高于 8 kHz 的更高开关频率下，在系统级仅观察到微小的改进。通过调整更高的压摆率，图 13 中观察到的优势应转移到特性曲线中的所有操作点。

5.3 WLTP 节能评估

测量值用于校准逆变器和电动机的仿真模型，以识别 WLTP 循环中的整体效率，并模拟未来的其他工况循环。为了初步表明SiC技术的效率潜力，系统级的测量损耗已转换为特性图。已经通过适当的插值方法建立了足够精确的网格，以表示驱动模拟中的整个循环。图14显示了作为示例的特征系统图，电压压摆率为5kV/μs，开关频率为12kHz。

图15显示了D级车辆在WLTP循环中的结果，限值介于5kV/μs（6和12 kHz）和 10kV/μs（6和12kHz）之间。WLTP中PWM频率的增加导致电机效率的增加。此外，它证实了逆变器输出电压压摆率的增加会导致逆变器中6kHz和12kHz的电气损耗降低。

根据图14和15，计算出的逆变器损耗减少值低于开发目标。因此，测得的工作点效率提高和随后映射到 WLTP 表明，通过减少碳化硅半导体的开关损耗，WLTP 可以实现显著优势。优化的下一步是增加频率和电压压摆率。

5.4 优化

从所进行的研究可以推断，通过在逆变器中使用碳化硅半导体，除了调制方法和开关频率变化等控制策略的经典参数外，还可以使用新参数来提高效率。 电压压摆率提供了除开关频率之外优化系统效率的可能性。Vitesco Technologies 拥有 iMCO 工具，能够在多标准优化中找到相关参数之间的最佳平衡。根据结果，可以开发控制策略，在潜在的批量生产中充分利用牵引系统中碳化硅半导体的潜力。

6. 总结与展望

由于提高效率的巨大潜力，半导体材料碳化硅的使用面临着高压应用的突破。系统优化提供了实现逆变器和电机最大效率的解决方案。使用 D 级车的例子，通部分工作点的效率提升分析，映射到它们对 WLTP 有效性的影响，提升WLTP工况里程。

众所周知，碳化硅在开关状态下比采用硅 IGBT 的当前标准解决方案具有更高的电导率。在车辆层面，与 Si IGBT 相比，使用 SiC MOSFET 可将 800 V 电压水平的系统效率提高多达 3%。除了这一优势之外，碳化硅还可以显着提高逆变器输出的电压压摆率 > 20 kV/μs（理论上），这是当今的硅半导体解决方案所不能达到的指标。与 Si IGBT 相比，在相同开关频率下的逆变器可以进一步提高 2-4% 的效率。这已在某些操作点上得到验证。然而，WLTP 中最佳开关频率和电压压摆率的全部潜力的发挥需要进一步研究。

通过增加开关频率，由于较低的谐波电流和较低动态损耗，电机得到了更高的效率。

开关频率的增加通常会导致逆变器中开关损耗的增加。使用碳化硅半导体的解决方案可以通过提高电压转换率来降低作为逆变器开关频率函数的整体开关损耗。这种效果可以积极地用于提高逆变器和电机系统的效率。

总体而言，电动机频率的增加导致效率进一步提高 1-2%。为了减少效率劣势，必须在 EMC 约束允许的情况下将电压压摆率调整为最高。通过使用 SiC 代替 Si 半导体，系统优化在 800 V 的电压水平下总共提高了 6 – 8% 的效率。

开关频率增加到 20 kHz，电压压摆率增加到 15 kV/μs 是开发过程的下一步。这并不代表碳化硅可以获得的最大可能值，但考虑到绝缘和 EMC 行为，这些参数在大规模批量生产中是可能的。

Vitesco Technologies 开发的逆变器在模块化设计中进行了优化，以使用碳化硅并实现最高效率。半导体和模块设计的关键参数在系统范围的优化中被识别和调整。杂散电感的最佳范围可以确定为优化的关键参数，以便在某个开关频率下最小化开关损耗。

为了实现 SiC 技术的效率提升，除了压摆率和开关频率的工作点相关调整之外，还必须软件优化及算法优化进一步提升系统效率。

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对于典型的 BEV，电池能量存储通常在30到100kWh之间，这约小于等于335 英里的行驶里程。目前的快速充电技术额定功率为50kW，为电池充电需要35-120分钟 ，但从消费者的角度来看，更快的充电时间可以最大限度地减少行驶里程限制带来的不便。例如，通过将快速充电功率水平从50kW提高到150kW，充电时间减少了三分之二。但是，如果充电电压水平保持在典型的400V，充电电缆的额定电流增加了3倍，体积变大，传导损耗增加了9倍，需要改进冷却系统以避免过热。保时捷推出了800V系统电压，充电速率高达350kW，这意味着只需 15 分钟即可为 87kWh的电池充满电。此外，ABB 还推出了模块化“Terra Hp”充电系统，能够为400和800V电池充电，充电功率为175或350kW。

除了超快充电优势之外，与配备250-450V电池的传统BEV 相比，800V BEV 还具备更多优势，包括在给定的电池电流限制下更快充电、由于较低的 I^2*R 损耗而导致的车辆损耗较低，以及由于电流较小而需要较小的电机和接线尺寸等。以前，为动力系统配备更高电压水平的想法在丰田普锐斯中部分实施，仅用于电机和逆变器，其中在电池之后和逆变器之前采用升压转换器，以将直流母线电压提高至650V用于提高电机性能并使其能够在高速区域运行。此外，重型车辆是 800V 电池的主要应用者，因为它们具有更高的运行功率，包括电动巴士和电动卡车。然而，更深入的研究对于评估动力总成电压增加对不同动力总成部件的设计和性能的影响至关重要，本文填补了这一关键空白。

图1显示了 BEV 的基本配置，其中电池是动力总成组件的主要能源提供者。电池为两个重要部分提供动力：通过逆变器作为动力总成核心的驱动电机和作为高压（HV）动力总成和低压（LV）动力总成中间部分的辅助电源（APU）配件和负载。目前，大多数BEV的电池电压水平通常在250到450V之间变化。通过使用 800V电池，需要重新设计许多电气组件以适应新的电压和电流。在本文中，进行了全面分析以研究使用800V电池对主要动力总成电气组件的影响。第二部分讨论了从400-V升级为800-V 对电池的影响。第III-VI节分别讨论了400-V BEV中电机、逆变器、APU、充电机的现状和技术，以及使用 800-V 电池时对它们的设计和工作的影响。第七节总结了未来趋势，第八节总结了本文。本系列先看到第四节，下个系列我们继续看后面的内容。

1. 动力电池

车辆电池组由多个串联和并联的电池单元组成，因此可以针对任何电压进行设计。迄今为止，大多数生产的BEV已将600V额定值的IGBT模块用于其牵引逆变器，从而将其电池组电压限制在400V左右的峰值。因此，BEV 通常使用约96个串联连接的电池单元，例如，当使用 4.2V 峰值锂离子电池时，峰值母线电压为 403V。迄今为止，此类电池组在车辆上运行良好，但充电功率受限于直流快速充电电缆的最大电流，这为使用 800-V 电池组提供了动力。

直流充电电缆可以提供的最大电流是因为需要电缆足够轻便灵活，以便用户轻松处理，将风冷电缆限制在 250 A 左右，将液冷电缆限制在 500 A 左右，如表 I 所示。因此，400-V 电池组可以以大约 200 kW 的最大速率充电，如图 2(a) 中电缆损耗与充电器电流和功率的关系图所示。虽然 200 kW 是一个高功率水平，但在 20 分钟或更短的时间内为配备 100 kWh 大型电池组的车辆充电是不够的，这是大多数下一代超快速充电车辆的目标。将总线电压增加到 800 V 允许使用相同的电缆将充电功率增加一倍，从而能够以高达 400 kW 的极高速率充电。

为了说明400-V和800-V电池车辆之间的区别，可以对比具有400-V母线的特斯拉Model3和具有800-V母线的保时捷 Taycan。Model 3 和 Taycan 是两种最快的充电车辆，分别在26 分钟和22.5分钟内从5%的SOC充电到80%，它们采用了不同的设计理念。Model3的总线电压较低，最大充电功率为 250 kW，这是通过使用 661 A 的非常高的最大充电电流来实现的，如表二所示。这种高充电电流对于 Model 3 来说可能是实用的，因为它采用了专有的充电系统，该系统在每辆车的同一位置都有一个短电缆和一个插头，最大限度地减少了插入车辆的人体工程学挑战。保时捷 Taycan，在另一方面，凭借其 800-V 电池组，可实现 270 kW 的峰值充电功率，最大充电电流为 340 A，由传统的直流快速充电器和插头提供。两种车辆的充电功率与电流的关系如图 2(b) 所示，可以看到Taycan 的充电功率比 Model 3 略高，并且使用 800-V 可以实现高达 400 kW 的功率和 500 A 的充电电流。